Proiectarea circuitelor treptelor de ieșire ale amplificatoarelor de putere. Clasa Umzch av fără distorsiune termică Specificațiile amplificatorului modificat

Articolul în care autorul critică ferm tot ceea ce s-a făcut până acum în dezvoltarea amplificatoarelor de frecvență audio și propune structura UMZCH-ului său „absolut” a fost îndemnat să scrie acest material. Nu sunt de acord cu autorul și, prin urmare, pe baza analizei evoluțiilor cunoscute pe nodurile individuale UMZCH, vreau să prezint propria mea versiune a unui simplu, „perfect”, în cuvintele lui Douglas Self, UMZCH.

Astăzi, există trei dezavantaje principale ale tranzistoarelor bipolare:

Efectul Early (dependența curentului colectorului de tensiunea emițător-colector);

Efectul Miller (dependența capacității de intrare de câștig);

Distorsiuni termice asociate cu dependența parametrilor de temperatura cristalului.

O modalitate general acceptată de a face față primelor două deficiențe și, parțial, a celei de-a treia, sunt schemele cascode. Scăderea primului efect, care este, de asemenea, asociată cu pulsațiile sursei de alimentare UMZCH sub sarcină, este facilitată de alimentarea separată a driverului și a etajului de ieșire. Pentru a elimina distorsiunea termică, este necesar să stabilizați puterea disipată de tranzistor, iar dacă acest lucru nu se facepoate, cel puțin pentru a minimiza fluctuațiile sale.

Mai întâi, să definim șoferul. După cum au arătat studiile în, și mai târziu, driverele de cascode simetrice extrem de simple nu sunt inferioare și, în unele cazuri, sunt superioare în parametri față de circuitele mai complexe care utilizează o cascadă diferențială (DC). Prin urmare, ne vom concentra pe driverul cascode.

Acum trebuie să selectați treapta de ieșire (VC). Cea mai simplă opțiune, nu cu mult inferioară Hawksford VC modificat, este economic Shikpai VC cu tranzistoare Darlington compozite, la intrarea cărora se adaugă o paralelă.repetitor. În acest VC, joncțiunile bază-emițător ale urmăritorului paralel stabilesc decalajul pentru VC și realizează simultan stabilizarea termică. Pentru a face acest lucru, trebuie să selectați tranzistorii VT 12, VT 16 și VT 13, VT 1 5 de același tip și asigură contact termic în perechi.

Avantajul acestei soluții este că acești tranzistori funcționează ca o oglindă de curent, iar prin schimbarea curentului de colector al tranzistoarelor de urmărire paralele, puteți regla curentul de repaus al tranzistoarelor de ieșire. Într-o astfel de includere, distorsiunile depind puțin de curentul de repaus al tranzistorilor de ieșire, prin urmare, pentru a crește eficiența, acesta poate fi setat în intervalul 5 ... 30 mA. Un alt avantaj al acestui VK este că introduce distorsiuni foarte mici chiar și fără OOS.

Diode VD 5, VD 8 îmbunătățește stabilizarea termică și reduce distorsiunea, deoarece tranzistoarele de ieșire funcționează ca reflectoare de curent la scară mare cu un coeficient de reflexie mare și diode VD6, VD7 servesc la limitarea tensiunii minime de bază-colector a tranzistoarelor de ieșire pentru a preveni saturarea acestora. Rezistori de rezistență scăzută R 29, R 30 contribuie la oprirea rapidă a tranzistorilor.

Ca rezultat al combinării acestor două etape, obținem circuitul UMZCH cu un driver cu o singură etapă, prezentat în Fig. 1.

Avantajul unui circuit UMZCH complet simetric este că atunci când selectați tranzistori „oglindă” în funcție de coeficientul de transfer de curent static al bazei (pentru dvs., persoana iubită, vă puteți permite) și aceiași condensatori electrolitici, UMZCH nu are tranzitorii . Prin urmare, nu este nevoie de un releu de întârziere a conexiunii AC.

Pentru a minimiza distorsiunile asociate cu deficiențele enumerate, a fost făcută o ușoară complicație a circuitului șoferului: a fost adăugată o cască A d pentru tranzistoare de intrare și ca generator stabilcurent (GTS) a folosit GTS-ul preferat al lui Douglas Self cufeedback de curent, în care curenții de colector ai tranzistoarelor de feedback de curent sunt stabilizați. Un astfel de HTS permite minimizarea efectului ondulațiilor de tensiune de alimentare și, astfel, refuzul surselor de alimentare suplimentare. Secțiunea cea mai liniară a caracteristicii curentului de stabilizare pentru dioda E202(S 202) - când căderea de tensiune pe acesta este în intervalul 5...20 (3...50) V . Căderea pe diodă este limitată prin luarea în considerare a căderii de tensiune sub sarcină folosind un rezistor R18. În absența unei diode, aceasta poate fi înlocuită cu un jumper, parametrii practic nu vor fi afectați de acest lucru.

Ca tranzistori de ieșire, puteți utiliza cu succes tranzistori de stil vechi, cum ar fi KT825, KT827 (asemănătoare cu cele prezentate în diagramă). Rezultate chiar mai bune pot fiobțineți cu tranzistoare moderne, de exemplu, 2SD 2560,2SB 1647; 2SD 2449, 2SB 1594; 2SD 2385, 2SB 1556 și similare.

Decalajul zero la ieșirea UMZCH este procesat de integrator la D.A.1. Datorită filtrării suplimentare, nu se manifestă în niciun fel în domeniul audio. Având în vedere că VC-ul folosit în sine are o distorsiune scăzută, jumperii pot fi furnizați pentru funcționare fără un OOS comun, așa cum se sugerează în.

Acest amplificator are o intrare deschisă, prin urmare, înainte de a conecta un amplificator de normalizare la el, trebuie să vă asigurați că nu există o componentă constantă la ieșire. Rezistența de intrare a UMZCH este mică (aproximativ 3 kOhm), deci dacă există un condensator la ieșirea amplificatorului de normalizare, capacitatea acestuia trebuie să fie de cel puțin 10 microfaradi. DeoareceCondensatoarele neelectrolitice de o astfel de capacitate sunt destul de mari, este posibil să se facă un condensator din două polari spate în spate cu o capacitate de 22 ... 47 microfarad și în paralel cu ei unul nepolar cu o capacitate de 1 ... 2 microfarad. Este mai bine să utilizați un repetor tampon după controlul volumului (șidacă sensibilitatea nu este suficientă, atunci un amplificator de normalizare cu K și \u003d 2 ... 3) la op-amp și conectați UMZCH direct la ieșirea acestuia.

Să eliminăm caracteristicile standard: Diagrama Bode fără condensator C1, distorsiune neliniară la frecvențe de 1, 10 și 20 kHz și, de asemenea, să vedem dacă există distorsiuni vizibile în forma de undă la o frecvență de 100 kHz.

Diagrama Bode este prezentată în Figura 2. Se poate observa din acesta că amplificatorul este destul de bandă: frecvența de tăiere este de aproximativ 500 kHz la o frecvență de câștig unitar de 2 MHz. Micdepășirea în regiunea de 400 kHz se datorează funcționării corecției bipolare. Marja de amplitudine este de 18 dB, marja de fază este de aproximativ 60 °, care este valoarea optimă.

Distorsiunile neliniare introduse cu o amplitudine a semnalului de ieșire de 30 V la frecvențe de 1,10 și respectiv 20 kHz sunt 0,0005, 0,001 și 0,003%. Ca exemplu, Fig. 3 prezintă spectrul de distorsiune la o frecvență de 10 kHz.

După cum se poate observa din figură, în spectru există doar a 2-a și a 3-a armonică. Nivelul celei mai apropiate armonice care se încadrează în domeniul audio este același 0,0005% ca la o frecvență de 1 kHz.

Să verificăm rata de mișcare a semnalului: există vreo distorsiune vizibilă la putere maximă la o frecvență de 100 kHz (Fig. 4)?

După cum vedem, și totul este bine aici. La verificarea UMZCH cu un meandre cu o frecvență de 2 kHz(fără condensator C1) s-a dovedit că pe rafturile de la capătul frontului se observă emisii mici. Dar cu instalarea condensatorului C1 la loc, rafturile meandre sunt absolut uniforme, iar fronturile de semnal sunt destul de abrupte.

Cea de-a doua modificare a UMZCH, căreia vreau să-i acord și eu atenție, este prezentată în Fig. 5. În acesta, numărul de elemente este același ca și în circuitul din Fig. 1, dar etapa de ieșire a driverului, ca și etapa de intrare, este cascode.

Amplificatorul propus de autor se distinge prin utilizarea feedback-ului combinat (pentru curent și tensiune la sarcină), ceea ce face posibilă selectarea impedanței de ieșire pentru un anumit difuzor într-o gamă largă - de la zero la zeci de ohmi. Liniaritatea ridicată în întreaga bandă de frecvență audio face posibilă utilizarea unui astfel de UMZCH pentru amplificarea în bandă largă a semnalelor audio la o putere mai mare de 100 de wați. Amplificatorul descris are parametri de calitate destul de înaltă care contribuie la un sunet bun și poate fi recomandat pentru construirea de sisteme de reproducere a sunetului de înaltă calitate. Capacitatea de a regla impedanța de ieșire a amplificatorului în intervalul de la zero la câteva zeci de ohmi îmbunătățește calitatea sunetului sistemului de difuzoare. Acest lucru face ca UMZCH să fie ideal pentru lucrul cu un subwoofer realizat într-o carcasă închisă (fără un invertor de fază). Creșterea impedanței de ieșire vă permite să creșteți nivelul frecvențelor joase și să reduceți frecvența de tăiere inferioară a subwooferului. Uneori, impedanța crescută de ieșire a UMZCH contribuie la percepția sunetului sistemului UMZCH-AS, care este aproape de „sunetul soft-tub”.

Puterea maximă de ieșire, W,

la o sarcină de 4 ohmi 150

la o sarcină de 8 ohmi 120

Coeficientul de distorsiune armonică la o putere de ieșire de 60 W la o frecvență de 1 kHz,%,

nu mai mult de 0,005

Factor de distorsiune de intermodulație la frecvențe 60 Hz/7 kHz, %, nu mai mult de 0,005

Factor de distorsiune de intermodulație la frecvențe 18/19 kHz, %, nu mai mult de 0,005

Rata de variare a tensiunii de ieșire, V/µs, nu mai puțin de 15

Rezistență de ieșire, Ohm 0...20

Coeficientul de distorsiune de intermodulație a fost măsurat prin două metode: prin metoda SMPTE la frecvențe de 60 Hz și 7 kHz cu un raport de amplitudine de 4:1, precum și la frecvențe de 18 și 19 kHz cu un raport de amplitudine de 1:1. Schema circuitului amplificatorului este prezentată în fig. 1.

Este construit după o structură apropiată de structura UMZCH a lui Lin. Etapa diferențială de intrare pe tranzistoarele VT3 și VT4 este încărcată pe oglinda de curent de pe tranzistoarele VT1 și VT2 pentru a obține câștig maxim, simetrie și rată de înclinare a tensiunii de ieșire. Rezistoarele R5 și R6 din emițători măresc liniaritatea cascadei și capacitatea sa de suprasarcină și, de asemenea, reduc influența răspândirii parametrilor tranzistorului. Sursa de curent pe tranzistoarele VT5, VT6 (comparativ cu un rezistor, care este uneori folosit în acest loc) reduce nivelul distorsiunii intermodulației. Următorul emițătorului de pe tranzistorul VT7 mărește amplificarea curentă a etapei driver. Tranzistorul VT9 servește la stabilizarea termică a curentului de repaus al tranzistoarelor de ieșire VT11, VT12 atunci când temperatura acestora crește. Impedanța de ieșire crescută este obținută folosind feedback negativ combinat (OOC) - tensiune și curent. Semnalul de feedback de tensiune este preluat de la ieșirea amplificatorului și alimentat prin rezistorul R20 la baza tranzistorului VT4. Semnalul de curent OOS este preluat de la rezistorul - senzorul de curent R27 și alimentat la baza tranzistorului VT4 prin rezistorul R21. Includerea oarecum neobișnuită a circuitului R9C4 este folosită pentru a elimina tensiunea DC vizibilă pe sarcină din cauza feedback-ului curent. O mostră experimentală a amplificatorului a fost supusă unor teste pentru a evalua performanța reală. Pentru măsurarea distorsiunii au fost utilizate placa de sunet EMU0404 și software-ul SpectraPLUS-SC. Prin urmare, nivelurile de distorsiune măsurate corespund de fapt unei plăci de sunet + sistem amplificator. Pe fig. 2 prezintă răspunsul în frecvență al distorsiunii armonice totale a amplificatorului.

Pe ea este reprezentată pe orizontal valoarea frecvenței tonului de testare la care a fost măsurat nivelul de distorsiune. În timpul măsurătorilor, a fost utilizat modul cu o rezoluție DAC/ADC de 24 de biți și o frecvență de eșantionare de 192 kHz. Armonicile apărute în timpul măsurătorilor au fost luate în considerare în banda de până la 90 kHz, ceea ce este foarte important pentru determinarea corectă a valorii K la frecvențe înalte. Creșterea distorsiunii la frecvențe înalte se datorează în principal unei scăderi a adâncimii feedback-ului cu creșterea frecvenței. Al doilea dintre motivele principale este creșterea distorsiunii treptei de intrare datorită creșterii tensiunii sale de ieșire, care este cauzată de o scădere a câștigului treptei pe tranzistorul VT8. După cum se poate observa, coeficientul armonic este mic chiar și la frecvențe înalte. Pe fig. 3 arată spectrul de distorsiune la 1 kHz.

După cum se poate observa, doar primele trei armonice sunt prezente în el, restul sunt sub pragul de măsurare. Un spectru atât de îngust de distorsiune are un efect bun asupra calității sunetului, ca urmare, nu există „sunet de tranzistor” în amplificator. Pe fig. 4 prezintă spectrul distorsiunii de intermodulație măsurată la frecvențe de 18 și 19 kHz cu un raport de amplitudine de 1:1.

Acesta este unul dintre cele mai riguroase teste de evaluare a liniarității unui amplificator la frecvențe înalte, unde adâncimea feedback-ului este redusă semnificativ. Testul dezvăluie neliniaritatea sau proprietățile slabe de înaltă frecvență ale amplificatorului. După cum se poate observa din fig. 4, amplitudinea frecvenței diferenței f 1 kHz este foarte mică, ceea ce indică o liniaritate ridicată a amplificatorului. Numărul de frecvențe laterale care diferă de cele de testare cu 1 kHz este, de asemenea, mic. Acest lucru sugerează că spectrul de distorsiune rămâne îngust („moale”) chiar și la frecvențe înalte. Toate măsurătorile de distorsiune au fost efectuate la o putere de ieșire de 60 W la o sarcină de 6 ohmi atunci când amplificatorul a fost alimentat de la o sursă de alimentare standard. Rezultatele măsurătorilor arată că acest amplificator nu numai că nu este inferior multor modele industriale scumpe și eminente în ceea ce privește distorsiunea, dar le și depășește. Pentru o comparație mai vizuală a amplificatorului descris cu cele prezentate în Fig. 5 arată dependența coeficientului armonic la o frecvență de 1 kHz și o sarcină de 4 ohmi de puterea de ieșire a UMZCH cu o sursă de alimentare proiectată pentru o putere de 80 W în sarcină.

Impedanța de ieșire (Rout) a amplificatorului cu valorile specificate ale elementelor circuitelor OOS poate fi modificată nu numai prin alegerea rezistenței R21, ci și a R27. Dependența de reglare de rezistența R21 este prezentată în fig. 6.

Pentru a obține o impedanță de ieșire mai mare, ar trebui să utilizați programul pentru calcularea OOS combinată pe serverul FTP al ediției. Dacă nu este necesară creșterea acestui parametru, atunci rezistorul R21 ar trebui exclus, iar rezistorul R27 ar trebui înlocuit cu un jumper de sârmă.Design și detalii. Amplificatorul este asamblat pe o placă de circuit imprimat, prezentată din partea conductorilor imprimați în fig. 7.

Un rezistor de suprafață R12 de dimensiunea 1208 este lipit pe această parte, dar poate fi instalat și un rezistor cu fire axiale. În gri în fig. 7 prezintă bucăți de sârmă de cupru cu o secțiune transversală de 2,5 mm2, lipite la un conductor imprimat pentru a-i reduce rezistența. Pe fig. 8 arată locația elementelor corpului.

Condensatorul C12 este lipit la bornele rezistenței R20. Dacă amplificatorul este utilizat într-o versiune stereo sau multicanal, atunci este recomandabil să folosiți rezistențe incluse în circuitul OOS (R9, R20, R21), de înaltă precizie (abatere de cel mult ± 1%) sau să le selectați cu aceeași rezistență pentru toate canalele. Rezistoare R24, R25, R27 - fir SQP-5 (SQP500JBR15, SQP-5W-R1 5-J) de la YAGEO sau producție chineză. Condensatoarele C2, C3, C12 sunt ceramice cu TKE din grupul NPO, iar C1, C7, C9, C10 sunt condensatoare cu film pentru o tensiune de cel puțin 63 V. Evaluările tuturor condensatoarelor cu oxid corespund utilizării unui amplificator împreună. cu un subwoofer .. Dacă sunt disponibile condensatoare de film de dimensiuni mici, de exemplu, de la Epcos, este de dorit să creșteți capacitatea condensatoarelor C7 și C10 la 1 uF. Condensatoare de oxid C5, C6, C8, C11 - orice calitate (cu o mică rezistență echivalentă în serie). În poziția C4, puteți utiliza și un condensator de oxid polar, dar trebuie să măsurați polaritatea componentei DC la ieșirea amplificatorului după asamblare și lipiți condensatorul C4 în conformitate cu această polaritate. În timpul funcționării, condensatorii nu se încălzesc, deci este mai profitabil să folosiți condensatori cu o temperatură admisă de 85 ° C - proprietățile lor sunt puțin mai bune. ) pe 2SB649 și 2SD669. Tranzistor VT9 - orice structură p-r-p într-un pachet TO-126 izolat. O pereche de tranzistoare IRFP240 / IRFP9240 poate fi utilizată ca ieșire. Tranzistoarele puternice sunt plasate pe radiatoare cu o suprafață efectivă de cel puțin 700 cm2 fiecare. Sunt izolate cu garnituri de mica sau folii speciale termoconductoare. Pentru a îmbunătăți disiparea căldurii, este necesar să folosiți pastă termoconductoare. Amplificatorul este un dispozitiv de frecvență suficient de mare, prin urmare, pentru a reduce posibilele interferențe din comunicațiile mobile, se recomandă utilizarea inelelor de ferită pe toate cablurile (intrare, acustice și putere). Tensiunea de alimentare a amplificatorului este limitată în principal de tensiunea admisă a dispozitivelor semiconductoare și a condensatoarelor sale și nu trebuie să depășească +/-55 V. Când condensatoarele sunt instalate în circuitul de alimentare (C5-C8, C10, C11) pentru o tensiune de funcționare de 80 V, tensiunea de alimentare poate fi crescută la +/- -65 V. Cu toate acestea, o astfel de creștere a tensiunii de alimentare nu este recomandată pentru funcționarea cu o sarcină de rezistență scăzută (4 ohmi).Stabilirea unui amplificator asamblat corespunzător constă în stabilirea curentului de repaus al tranzistoarelor de ieșire cu rezistența R16 la 230. ..250 mA. După încălzirea la ralanti, curentul de repaus trebuie corectat. Curentul de repaus este determinat de mărimea tensiunii dintre sursele tranzistoarelor de ieșire. Un rol important în funcționarea amplificatorului îl joacă sursa de putere. De asemenea, determină parametrii amplificatorului, cum ar fi puterea maximă de ieșire, capacitatea de suprasarcină, nivelul de fundal și chiar cantitatea de distorsiune. Circuitul de alimentare a amplificatorului este prezentat în fig. 9.

Condensatorul C1 suprimă zgomotul de impuls provenit din rețea. Rezistoarele R1 și R2 servesc la descărcarea condensatorilor filtrului atunci când alimentarea este oprită. În redresor, puteți utiliza o punte de diodă integrală sau diode individuale. Rezultate bune se obțin prin utilizarea diodelor Schottky. Tensiunea maximă inversă a diodelor trebuie să fie de cel puțin 150-200 V, curentul maxim direct depinde de puterea de ieșire a amplificatorului și de numărul de canale ale acestuia. Pentru un subwoofer și un amplificator stereo cu o putere de ieșire de cel mult 80 W, curentul maxim direct al diodelor nu trebuie să fie mai mic de 10 A (de exemplu, punți de diode RS1003-RS1007 sau KVRS4002-KVRS4010). Cu o putere de ieșire mai mare și/sau un număr mai mare de canale de amplificare, diodele redresoare trebuie proiectate pentru un curent continuu de cel puțin 20 A, de exemplu, punți de diode KVRS4002-KVRS4010, KVRS5002-KVRS5010 sau diode Schottky 20CPQ150, 20CPQ150CPQ15030 diode conectate în paralel în carcasă. În acest caz, se recomandă creșterea capacității totale a condensatoarelor de filtru la 30.000 uF per braț. Pentru a reduce și mai mult zgomotul de impuls provenit din rețea, fiecare dintre diode poate fi șuntată cu un condensator de 0,01 μF pentru o tensiune de cel puțin 100 V. Pentru a selecta puterea totală necesară a transformatorului și tensiunea pe înfășurările sale secundare, în funcție de pe puterea maximă de ieșire necesară a amplificatorului, puteți utiliza graficele din Fig. 10.

Liniile negre arată graficele puterii minime a transformatorului. Linia continuă corespunde amplificatorului stereo, linia întreruptă corespunde subwooferului. Linii colorate - tensiune pe fiecare dintre înfășurările secundare. Poate părea ciudat că puterea transformatorului unui amplificator stereo este mai mică de două ori puterea sa de ieșire. Aici există o putere minimă a transformatorului în intrare care este suficientă pentru funcționarea normală a amplificatorului: factorul de vârf al semnalelor audio este de 12 ... 16 dB, astfel încât puterea maximă de ieșire a amplificatorului este atinsă relativ rar și pentru o timp scurt. Aceasta înseamnă că puterea medie de ieșire și curentul consumat de la sursa de alimentare sunt de câteva ori mai mici decât maximul. Prin urmare, puterea medie „consumată de la transformator este de câteva ori mai mică decât cea maximă. Transformatorul este proiectat pentru această putere medie de ieșire plus vârfuri de putere maximă pe termen scurt și cu o anumită marjă. Este posibil să se utilizeze un transformator cu o putere totală mai mare decât cea prezentată în fig. 10, dar nu are sens să depășești această putere de mai mult de două ori. Amplificatorul nu conține o unitate de protecție a difuzorului, așa că oricare dintre modelele descrise în revistă sau menționate pe acest site poate fi folosit pentru a-l proteja de tensiunea DC.

Radio Nr 10 2016 p. 8

Mai jos sunt diagramele schematice și articolele pe tema „UMZCH” pe site-ul de electronice radio și site-ul de hobby radio.

Ce este „UMZCH” și unde se aplică, diagrame schematice ale dispozitivelor de casă care se referă la termenul „UMZCH”.

Recent, din ce în ce mai des, multe firme și radioamatori folosesc în proiectele lor tranzistori puternici cu efect de câmp, cu un canal indus și cu o poartă izolată. Cu toate acestea, încă nu este ușor să achiziționați perechi complementare de tranzistoare cu efect de câmp de putere suficientă, așa că radioamatorii caută circuite UMZCH care utilizează tranzistoare puternice cu canale de aceeași conductivitate. Revista „Radio” a publicat mai multe astfel de modele. Autorul propune altul, dar cu o structură care este oarecum diferită de o serie de scheme comune în modelele UMZCH.

Specificatii tehnice:

Puterea nominală de ieșire în sarcină de 8 ohmi: 24 W

Puterea nominală de ieșire într-o sarcină de 16 ohmi: 18 W

Factor armonic la puterea nominală în 8 ohmi: 0,05%

Factor armonic la puterea nominală într-o sarcină de 16 ohmi: 0,03%

Sensibilitate: 0,7 V

Câștig: 26 dB

În tranzistorul clasic UMZCH, în ultimele trei decenii a fost folosită o cascadă diferențială. Este necesar să se compare semnalul de intrare cu semnalul de ieșire care se întoarce prin circuitele OOS, precum și să se stabilizeze „zero” la ieșirea amplificatorului (în majoritatea cazurilor, sursa de alimentare este bipolară, iar sarcina este conectată direct, fără un condensator de izolare). Al doilea este etapa de amplificare a tensiunii - un driver care oferă întreaga amplitudine a tensiunii necesare pentru amplificatorul de curent ulterior pe tranzistoarele bipolare. Deoarece această etapă are un curent relativ scăzut, amplificatorul de curent (followerul de tensiune) este două sau trei perechi de tranzistoare complementare compozite. Ca urmare, după etapa diferențială, semnalul trece prin trei, patru sau chiar cinci trepte de amplificare cu distorsiuni corespunzătoare în fiecare dintre ele și o întârziere. Aceasta este una dintre cauzele distorsiunii dinamice.

În cazul utilizării tranzistoarelor puternice cu efect de câmp, nu este nevoie de o amplificare a curentului în mai multe etape. Cu toate acestea, este necesar și un curent semnificativ pentru a reîncărca rapid capacitatea interelectrodului canalului de poartă al unui tranzistor cu efect de câmp. Pentru a amplifica semnalele audio, acest curent este de obicei mult mai mic, dar în modul de comutare la frecvențe audio înalte se dovedește a fi vizibil și se ridică la zeci de miliamperi.

În UMZCH descris mai jos, este implementat conceptul de minimizare a numărului de etape. La intrarea amplificatorului - o versiune în cascadă a cascadei diferențiale pe tranzistoarele VT2, VT3 și VT4, VT5, a cărei sarcină este o sursă de curent activă cu o oglindă de curent pe tranzistoarele VT6, VT7. Generatorul de curent de pe VT1 setează modul diferenţial în cascadă pentru curent continuu. Utilizarea conexiunii în serie a tranzistorilor într-o cascadă permite utilizarea tranzistoarelor cu un coeficient de transfer al curentului de bază foarte mare, care diferă printr-o valoare mică a tensiunii maxime (de obicei UKЭmax = 15 V).

Între circuitul de alimentare negativ al amplificatorului (sursa VT14) și bazele tranzistoarelor VT4 și VT5, sunt conectate două diode zener, al căror rol este jucat de joncțiunile bază-emițător conectate în spate ale tranzistorilor VT8, VT9. Suma tensiunilor de stabilizare a acestora este oarecum mai mică decât tensiunea maximă admisă la sursa de poartă VT14, iar protecția unui tranzistor puternic este asigurată.

În etapa de ieșire, drenul tranzistorului cu efect de câmp VT14 este conectat la sarcină printr-o diodă de comutare VD5. Semiciclurile semnalului de polaritate negativă sunt transmise prin diodă la sarcină, semiciclurile de polaritate pozitivă nu trec prin aceasta, ci trec prin tranzistorul VT11 pentru a controla poarta tranzistorului cu efect de câmp VT13, care se deschide numai în aceste semicicluri.

Circuite similare de etapă de ieșire cu o diodă de comutare sunt cunoscute în circuitele de amplificare cu tranzistor bipolar ca o etapă încărcată dinamic. Aceste amplificatoare funcționau în modul clasa B, adică fără curent prin intermediul. În amplificatorul descris cu tranzistoare cu efect de câmp, există și un tranzistor VT11, care îndeplinește mai multe funcții simultan: prin acesta este trimis un semnal pentru a controla poarta VT13 și se formează, de asemenea, un feedback local asupra curentului de repaus, stabilizându-l. . În plus, contactul termic al tranzistoarelor VT11 și VT13 stabilizează regimul de temperatură al întregii trepte de ieșire. Ca rezultat, tranzistoarele etajului de ieșire funcționează în modul clasa AB, adică. cu un nivel de distorsiune neliniară corespunzător majorității opțiunilor pentru cascade push-pull. O tensiune proporțională cu curentul de repaus este îndepărtată de la rezistența R14 și de la dioda VD5 și alimentată la baza VT11. O sursă de curent activă stabilă este asamblată pe tranzistorul VT10, care este necesară pentru funcționarea etajului de ieșire. Este o sarcină dinamică pentru VT14 atunci când este activă în semiciclurile corespunzătoare ale semnalului. Dioda Zener compozită formată din VD6 și VD7 limitează tensiunea poarta-sursă VT13, protejând tranzistorul de defectare.

Un astfel de UMZCH cu două canale a fost asamblat în corpul receptorului ROTEL RX-820 în locul UMZCH-ului disponibil acolo. Radiatorul de căldură din plăci este întărit cu bare metalice din oțel pentru a crește suprafața efectivă până la 500 cm 2 . La sursa de alimentare, condensatoarele de oxid au fost înlocuite cu altele noi cu o capacitate totală de 12.000 de microfaradi pentru o tensiune de 35 V. Au fost folosite și cascade diferențiale cu surse de curent activ (VT1-VT3) de la UMZCH precedent. Plăcile de prototipare au asamblat continuări cascode ale etapei diferențiale cu oglinzi de curent pentru fiecare canal (VT4-VT9, R5 și R6) și surse de curent activ pentru treptele de ieșire (VT10 ale ambelor canale) pe o placă comună cu elemente comune R9, VD3 și VD4 . Tranzistoarele VT10 sunt presate pe șasiu metalic cu spatele pentru a se descurca fără garnituri izolatoare. Tranzistoarele cu efect de câmp de ieșire sunt fixate pe un radiator comun cu o suprafață de cel puțin 500 cm2 prin distanțiere izolatoare conductoare de căldură cu șuruburi. Tranzistoarele VT11 ale fiecărui canal sunt montate direct pe bornele tranzistoarelor VT13 astfel încât să asigure un contact termic sigur. Părțile rămase ale etajelor de ieșire sunt montate pe ieșirile tranzistoarelor puternice și rafturi de montare. Condensatoarele C5, C6 sunt amplasate în imediata apropiere a tranzistoarelor de ieșire.

Despre detaliile aplicate. Tranzistoarele VT8 și VT9 pot fi înlocuite cu diode zener pentru o tensiune de 7-8 V, operabile la un curent scăzut (1 mA), tranzistoarele VT1-VT5 pot fi înlocuite cu oricare dintre seriile KT502 sau KT3107A, KT3107B, KT3107I și este de dorit să le selectați care sunt apropiate în bazele coeficienților de transfer de curent în perechi, VT6 și VT7 pot fi înlocuite cu KT342 sau KT3102 cu indici de litere A, B, în locul VT11 poate exista oricare din seria KT503. Nu merită înlocuirea diodelor zener D814A (VD6 și VD7) cu altele, deoarece curentul de sarcină dinamică este de aproximativ 20 mA, iar curentul maxim prin diodele zener D814A este de 35 mA, deci sunt destul de potrivite. Înfășurarea inductorului L1 este înfășurată pe un rezistor R16 și conține 15-20 de spire de fir PEL 1.2.

Stabilirea fiecărui canal UMZCH începe atunci când drenul VT13 este deconectat temporar de la circuitul de alimentare. Măsurați curentul emițătorului VT10 - ar trebui să fie de aproximativ 20 mA. Apoi, drenul tranzistorului VT13 este conectat printr-un ampermetru la o sursă de alimentare pentru a măsura curentul de repaus. Nu ar trebui să depășească 120 mA cu mult, aceasta indică asamblarea corectă și funcționalitatea pieselor. Curentul de repaus este reglat prin selectarea rezistorului R10. După pornire, ar trebui setat imediat la aproximativ 120 mA, după încălzire timp de 20-30 de minute, va scădea la 80-90 mA.

Posibila autoexcitare este eliminată prin selectarea unui condensator C8 cu o capacitate de până la 5-10 pF. În versiunea autorului, autoexcitarea a apărut din cauza unui tranzistor VT13 defect într-unul dintre canale. Pentru alte tensiuni de alimentare, aria radiatorului trebuie recalculată pe baza modificării puterii maxime într-o direcție sau alta și nu trebuie depășiți parametrii admiși pentru dispozitivele semiconductoare utilizate.

„Radio” №12, 2008